igbt驅動電路范文第1篇
關鍵詞：驅動電路；IGBT保護；HCPL-316J
引言
絕緣門極雙極型晶體管(Isolated Gate Bi―polar Transistor簡稱IGBT)是復合了功率場效應管和電力晶體管的優(yōu)點而產生的一種新型復合器件，具有輸入阻抗高、工作速度快、熱穩(wěn)定性好驅動電路簡單、通態(tài)電壓低、耐壓高和承受電流大等優(yōu)點，因此現(xiàn)今應用相當廣泛。但是IGBT良好特性的發(fā)揮往往因其柵極驅動電路設計上的不合理，制約著IGBT的推廣及應用。因此本文分析了IGBT對其柵極驅動電路的要求，設計一種可靠，穩(wěn)定的IGBT驅動電路。
IGBT驅動電路特性及可靠性分析
門極驅動條件
IGBT的門極驅動條件密切地關系到他的靜態(tài)和動態(tài)特性。門極電路的正偏壓uGS、負偏壓-uGS。和門極電阻RG的大小，對IGBT的通態(tài)電壓、開關、開關損耗、承受短路能力及du／dt電流等參數(shù)有不同程度的影響。其中門極正電壓UGS的變化對IGBT的開通特性，負載短路能力和duddt電流有較大的影響，而門極負偏壓對關斷特性的影響較大。同時，門極電路設計中也必須注意開通特性，負載短路能力和由duGS/dt電流引起的誤觸發(fā)等問題。
根據上述分析，對IGBT驅動電路提出以下要求和條件：
(1)由于是容性輸出輸出阻抗；因此IBGT對門極電荷集聚很敏感，驅動電路必須可靠，要保證有一條低阻抗的放電回路。
(2)用低內阻的驅動源對門極電容充放電，以保證門及控制電壓uGS有足夠陡峭的前、后沿，使IGBT的開關損耗盡量小。另外，IGBT開通后，門極驅動源應提供足夠的功率，使IGBT不至退出飽和而損壞。
(3)門極電路中的正偏壓應為+12～+15V；負偏壓應為－2V～－10V。
(4)IGBT驅動電路中的電阻RG。對工作性能有較大的影響，RG較大，有利于抑制IGBT的電流上升率及電壓上升率，但會增加IGBT的開關時間和開關損耗；RG較小，會引起電流上升率增大，使IGBT誤導通或損壞。RG的具體數(shù)據與驅動電路的結構及IGBT的容量有關，一般在幾歐～幾十歐，小容量的IGBT其RG值較大。
(5)驅動電路應具有較強的抗干擾能力及對IGBT的自保護功能。IGBT的控制、驅動及保護電路等應與其高速開關特性相匹配，另外，在未采取適當?shù)姆漓o電措施情況下，IGBT的G-E極之間不能為開路。
驅動電路分類
驅動電路分為：分立插腳式元件的驅動電路；光耦驅動電路；厚膜驅動電路；專用集成塊驅動電路。本文設計的電路采用的是光耦驅動電路。
IGBT驅動電路分析
隨著微處理技術的發(fā)展(包括處理器、系統(tǒng)結構和存儲器件)，數(shù)字信號處理器以其優(yōu)越的性能在交流調速、運動控制領域得到了廣泛的應用。一般數(shù)字信號處理器構成的控制系統(tǒng)，IGBT驅動信號由處理器集成的PWM模塊產生的。而PWM接口驅動能力及其與IGBT的接口電路的設計直接影響到系統(tǒng)工作的可靠性。因此本文采用Agilent公司的HCPL-316J門極驅動光耦合器結合DSP TMS320F2812設計出了一種可靠的IGBT驅動方案。
HCPL-316J特性
HCPL-316J是由Agilent公司生產的一種IGBT門極驅動光耦合器，其內部集成集電極發(fā)射極電壓欠飽和檢測電路及故障狀態(tài)反饋電路，為驅動電路的可靠工作提供了保障。其特性為：兼容CMOS／TYL電平；光隔離，故障狀態(tài)反饋；開關時間最大500ns；“軟”IGBT關斷；欠飽和檢測及欠壓鎖定保護；過流保護功能；寬工作電壓范圍(15～30V)；用戶可配置自動復位、自動關閉。DSP與該耦合器結合實現(xiàn)IGBT的驅動，使得IGBT％，欠飽和檢測結構緊湊，低成本且易于實現(xiàn)，同時滿足了寬范圍的安全與調節(jié)需要。
HCPL-31 6J保護功能的實現(xiàn)
HCPL-316J內置豐富的IGBT檢測及保護功能，使驅動電路設計起來更加方便，安全可靠。其中下面詳述欠壓鎖定保護(UVLO)和過流保護兩種保護功能的工作原理：
(1)IGBT欠壓鎖定保護(UVLO)功能
在剛剛上電的過程中，芯片供電電壓由0V逐漸上升到最大值。如果此時芯片有輸出會造成IGBT門極電壓過低，那么它會工作在線性放大區(qū)。HCPL316J芯片的欠壓鎖定保護的功能(uVLO)可以解決此問題。當Vcc，與VE之間的電壓值小于12V時，輸出低電平，以防止IGBT工作在線性工作區(qū)造成發(fā)熱過多進而燒毀。示意圖詳見圖1中含UVLO部分。
(2)IGBT過流保護功能
HCPL-316J具有對IGBT的過流保護功能，它通過檢測IGBT的導通壓降來實施保護動作。同樣從圖上可以看出，在其內部有固定的7V電平，在檢測電路工作時，它將檢測到的IGBTC-E極兩端的壓降與內置的7V電平比較，當超過7V時，HCPL-316J芯片輸出低電平關斷IGBT，同時，一個錯誤檢測信號通過片內光耦反饋給輸入側，以便于采取相應的解決措施。在IGBT關斷時，其C-E極兩端的電壓必定是超過7V的，但此時，過流檢測電路失效，HCPL－316J芯片不會報故障信號。實際上，由于二極管的管壓降，在IGBT的C-E極間電壓不到7V時芯片就采取保護動作。
驅動電路方案設計
驅動電路的主要邏輯部件是芯片HCPL一316J。它控制IGBT管的導通、關斷并且保護IGBT。它的輸出功能可以簡略的用下面的邏輯功能表來描述。(詳見表1)
表格中最后一列為輸出。當輸出為High時IGBT導通，否則IGBT關斷。IGBT導通需要同時具備最后一行的五個條件，缺一不可，即同相輸入為高；反相輸入為低；欠壓保護功能無效；未檢測到IGBT故障，無故障反饋信號或故障反饋信號已被清除。
根據上述輸出控制功能，設計電路如圖2。
整個電路板的作用相當于一個光耦隔離放大電路。它的核心部分是芯片HCPL-316J，其中由控制器(DSP-TMS320F2812)產生XPWMl及XCLEAR*信號輸出給HCPL一316J，同時HCPL-316J產生的IGBT故障信號FAULT*給控制器。同時在芯片的輸出端接了由NPN和PNP組成的推挽式輸出電路，目的是為了提高輸出電流能力，匹配IGBT驅動要求。
當HCPL-316J輸出端VOUT輸出為高電平時，推挽電路上管(T1)導通，下管(T2)截止，三端穩(wěn)壓塊LM7915輸出端加在IGBT門極(VGl)上，IGBTVCE，為15V，IGBT導通。當HCPL-316J輸出端VOUT輸出為低電平時，上管(T1)截止，下管(T1)導通，VCE為-9V，IGBT關斷。以上就是IGBT的開通關斷過程。
結語
IGBT對驅動電路有一些特殊要求，驅動電路性能的優(yōu)劣是其可靠工作、正常運行的關鍵所在，高性能驅動電路的開發(fā)和設計是其應用的難點。本文詳細分析了IGBT柵極驅動電路的特性，設計了一個采用HCPL-316J門極驅動光耦合器為核心的IBGT驅動電路。實際中應用于驅動Eupec公司200A／600V的低損耗IGBT模塊，取得了很好的效果。
參考文獻
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3、王建淵，鐘彥儒，張曉濱，基于數(shù)字信號處理器的IGBT驅動電路可靠性分析與設計，電源技術應用2004
4郭紅霞，楊金明，IGBT的發(fā)展，電源世界，2006
igbt驅動電路范文第2篇
【關鍵詞】IGBT;驅動;保護
ABSTRACT：This article describes the IGBT gate drive circuit protection classification，analysis of the trends of the IGBT driver protection circuit，common IGBT drive optocoupler isolated，transformer isolated typical circuit analysis，and common market manufacturers. IGBT drive operating parameters and compares the performance analysis on the the IGBT fault in the engineering practice to discuss the principle of selection of IGBT driver reference.
KEY WORDS：IGBT;drive;protection
絕緣門極雙極型晶體管（Isolated Gate Bipolar Transistor簡稱IGBT）是復合了功率場效應管和電力晶體管的優(yōu)點而產生的一種新型復合器件，具有輸入阻抗高、工作速度快、熱穩(wěn)定性好驅動電路簡單、通態(tài)電壓低、耐壓高和承受電流大等優(yōu)點，因此現(xiàn)今應用相當廣泛。但是IGBT 良好特性的發(fā)揮往往因其柵極驅動電路設計上的不合理，制約著IGBT的推廣及應用。因此本文分析了IGBT對其柵極驅動電路的要求，設計一種可靠，穩(wěn)定的IGBT驅動電路[1]。
1.IGBT驅動電路特性及可靠性分析
IGBT的門極驅動條件密切地關系到他的靜態(tài)和動態(tài)特性。門極電路的正偏壓、負偏壓和門極電阻的大小，對IGBT的通態(tài)電壓、開關、開關損耗、承受短路能力及電流等參數(shù)有不同程度的影響。其中門極正電壓的變化對IGBT的開通特性，負載短路能力和電流有較大的影響，而門極負偏壓對關斷特性的影響較大。同時，門極電路設計中也必須注意開通特性，負載短路能力和由電流引起的誤觸發(fā)等問題[2-3]。
根據上述分析，對IGBT驅動電路提出以下要求和條件：
（1）由于是容性輸出輸出阻抗;因此IBGT對門極電荷集聚很敏感，驅動電路必須可靠，要保證有一條低阻抗的放電回路。
（2）用低內阻的驅動源對門極電容充放電，以保證門及控制電壓有足夠陡峭的前、后沿，使IGBT的開關損耗盡量小。另外，IGBT開通后，門極驅動源應提供足夠的功率，使IGBT 不至退出飽和而損壞。
（3）門極電路中的正偏壓應為+12～+15V;負偏壓應為-2V～-10V。
（4）IGBT驅動電路中的電阻對工作性能有較大的影響，較大，有利于抑制IGBT 的電流上升率及電壓上升率，但會增加IGBT 的開關時間和開關損耗;較小，會引起電流上升率增大，使IGBT 誤導通或損壞。的具體數(shù)據與驅動電路的結構及IGBT的容量有關，一般在幾歐～幾十歐，小容量的IGBT 其值較大。
（5）驅動電路應具有較強的抗干擾能力及對IGBT 的自保護功能。IGBT 的控制、驅動及保護電路等應與其高速開關特性相匹配，另外，在未采取適當?shù)姆漓o電措施情況下，IGBT的 G～E 極之間不能為開路。
2.IGBT驅動電路分類
根據IGBT的靜態(tài)特性、開關暫態(tài)特性并考慮其允許的安全工作區(qū)，IGBT工作時門極驅動保護電路應滿足如下基本要求：提供足夠的柵極電壓來開通IGBT，并在開通期間保持這個電壓;在最初開通階段，提供足夠的柵極驅動電流來減少開通損耗和保證IGBT的開通速度;在關斷期間，提供一個反向偏置電壓來提高IGBT抗暫態(tài)的能力和抗EMI噪聲的能力并減少關斷損耗;在IGBT功率電路和控制電路之間提供電氣隔離，對IGBT逆變器，一般要求的電氣隔離為2500V以上;在短路故障發(fā)生時，驅動電路能通過合理的柵極電壓動作進行IGBT保護，并發(fā)出故障信號到控制系統(tǒng)。
2.1 直接驅動電路
如圖1所示，為了使IGBT穩(wěn)定工作，一般要求雙電源供電方式，即驅動電路要求采用正、負偏壓的兩電源方式，輸入信號經整形器整形后進入放大級，放大級采用有源負載方式以提供足夠的門極電流。為消除可能出現(xiàn)的振蕩現(xiàn)象，IGBT 的柵射極間接入了RC網絡組成的阻尼濾波器。此種驅動電路適用于小容量的IGBT。
圖1 IGBT直接驅動電路
2.2 光電隔離驅動電路
光耦隔離驅動電路如圖2所示。由于IGBT是高速器件，所選用的光耦必須是小延時的高速型光耦，由控制器輸出的方波信號加在三極管的基極，驅動光耦將脈沖傳遞至整形放大電路，經放大后驅動由T1、T2組成的對管。對管的輸出經電阻R驅動IGBT。
圖2 IGBT直接驅動電路
2.3 變壓器隔離驅動電路
圖3是IGBT的變壓器隔離驅動電路。圖中的輔助MOS管是N溝道增強型MOS管，其漏極為D、原極為S、柵極為G。P端有正信號輸入時，變壓器的二次側電壓VGS經二極管D1向IGBT提供開通電壓并給門極/源極結電容C充電，這時輔助MOS管受反偏（S點為正，G點為負）而阻斷，阻斷了IGBT門極結電容C經MOS管放電。當P端有負信號輸入，脈沖變壓器二次側VGS>0，輔助MOS管導通，D、S兩點導通，抽出IGBT門極結電容C的電荷，使其關斷。
圖3 IGBT直接驅動電路
2.4 驅動模塊構成的驅動電路
應用成品驅動模塊電路來驅動IGBT，可以大大提高設備的可靠性，目前市場上可以買到的驅動模塊主要有：富士的EXB840、841，三菱的M57962L，惠普的HCPL316J、3120等。這類模塊均具備過流軟關斷、高速光耦隔離、欠壓鎖定、故障信號輸出功能。由于這類模塊具有保護功能完善、免調試、可靠性高的優(yōu)點，所以應用這類模塊驅動IGBT可以縮短產品開發(fā)周期，提高產品可靠性。下面以三菱的驅動模塊M57962L為例，說明此類電路的工作原理。
M57962L是由日本三菱電氣公司為驅動IGBT而設計的厚膜集成電路。M57962L內部集成了退飽和、檢測和保護單元，當發(fā)生過電流時能快速響應，但慢關斷IGBT，并向外部電路給出故障信號。它輸出正驅動電壓+15V，負驅動電壓-10V。內部結構如圖4所示，由光耦合器、接口電路、檢測電路、定時復位電路以及門關斷電路組成。M57962L是N溝道大功率IGBT模塊的驅動電路，能驅動600V/400A和1200V/400A的IGBT。M57962L具有如下特點：
（1）采用快速型光耦合器實現(xiàn)電氣隔離，適合20kHz的高頻開關運行。光耦合器一次側已串聯(lián)限流電阻（約185Ω），可將5V的電壓直接加到輸入端，具有較高輸入、輸出隔離度（Uiso=2 500V，有效值）。
（2）采用雙電源供電方式，以確保 IGBT 可靠通斷。如果采用雙電源驅動技術，其輸出負柵極電壓比較高。電源電壓的極限值為+18V/-15V，般取+15V/-10V。
（3）內部集成了短路和過電流保護電路。M57962L的過電流保護電路通過檢測 IGBT 的飽和壓降來判斷是否過電流，一旦過電流，M57962L 將對 IGBT實施軟關斷，并輸出過電流故障信號。
（4）輸入端為TTL門電平，適于單片機控制。信號傳輸延遲時間短，低電平轉換為高電平的傳輸延遲時間以及高電平轉換為低電平的傳輸時間都在1.5μs以下。
圖4 觸發(fā)電路總體框圖
采用M57962L驅動IGBT模塊的實際應用電路如圖5所示。供電電源采用雙電源供電方式，正電壓+15V，負電壓-10V。當IGBT模塊過載（過電壓、過電流），集電極電壓上升至15V以上時，隔離二極管VD1截止，模塊M57962L的1腳為15V高電平，則將5腳置為低電平，使IGBT截止，同時將8腳置為低電平，使光耦合器工作，進而使得驅動信號停止;穩(wěn)壓二極管VS1用于防止VD1擊穿而損壞M57962L;R1為限流電阻。VS2、VS3組成限幅器，以確保IGBT的基極不被擊穿。
圖5 觸發(fā)形成電路
3.結論
通過對IGBT門極驅動特點的分析及典型應用電路的介紹，使大家對IGBT 的應用有一定的了解。可作為設計IGBT驅動電路的參考。
參考文獻
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igbt驅動電路范文第3篇
圖2所示為驅動電路設計的方案框圖，電路包含光纖發(fā)送電路、驅動轉接電路、驅動器三部分。實際應用中，IGBT與DSP控制板的安裝位置相距較遠，為了增強抗干擾能力，實現(xiàn)遠距離傳輸，由DSP控制板發(fā)出的PWM波(電信號)經光纖發(fā)送電路轉換為光信號再經光纖傳至驅動轉接電路。驅動轉接電路將光信號轉換為與IGBT驅動器電平匹配的電信號，送給IGBT的驅動器。驅動轉接電路要靠近IGBT驅動器安裝，兩者通過屏蔽排線連接可以增加抗干擾性。驅動器上反饋的IGBT故障信號沿與上述PWM波傳輸相反的路徑送給DSP控制板，DSP對其處理然后發(fā)出相應保護指令。驅動器保護電路負責檢測和保護功率器件，防止意外產生，可立即關斷器件。
2驅動電路設計
2．1光纖發(fā)送電路由DSP發(fā)出的PWM信號先通過RC濾波和施 密特觸發(fā)器整形后送給后面的光纖發(fā)送電路，轉換為光信號，如圖3所示。RC低通電路的參數(shù)如圖3所示，截止頻率fp=1/2πR1C1=6．8MHz，可濾除PWM波的高頻干擾，二極管D1、D2將電平鉗位在0V或5V，反相施密特觸發(fā)器74HC14輸出傳遞延遲為幾十ns。二輸入與非門SN75452的目的是為增強驅動能力。光纖發(fā)送、接受器分別采用AVAGO的HFBR1521和2521，這對組合能實現(xiàn)5MBd的傳輸速率下最大20m的傳輸距離。
2．2驅動轉接電路驅動轉接電路接收光纖傳遞過來的PWM波信號，將光信號轉換為電信號，然后分成兩路送給并聯(lián)的兩個IGBT的驅動器。圖4為驅動轉接電路的部分原理圖。為了防止IGBT直通［7］，要求IGBT上、下管驅動信號不能同時為高電平。驅動轉接電路將輸入的兩路信號PWM-A，PWM-B(對應IGBT上、下管驅動信號，低電平有效)其中一路信號做“非”處理然后與另一路信號做“與非”處理，這樣，當驅動轉接電路輸入的兩路PWM信號同時為低電平時，驅動轉接電路輸出PWM信號為低電平(高電平有效)，IG-BT上、下管均關斷而不會直通。IGBT發(fā)生故障時，如過流、短路和驅動器電源欠壓等，驅動器會反饋故障信號給驅動轉接電路(圖4中的SO1、SO2)。在驅動轉接電路中將PWM信號與IGBT故障反饋信號SO(低電平有效)做“與”處理，這樣當驅動器檢測到IGBT故障時，驅動轉接電路會封鎖PWM信號輸出(輸出低電平)，及時關斷IGBT。同時故障信號經驅動轉接電路、光纖發(fā)送電路反饋給DSP，DSP對其處理后發(fā)出相應保護指令。
2．3驅動器電路
2．3．1輸入信號處理2SP0320T2A0是基于CONCEPT公司的SCALE－2芯片組的驅動器。該驅動器采用脈沖變壓器隔離，通過磁隔離把信號傳到高壓側。根據脈沖變壓器一次側二次側，芯片分為原方和副方。原方芯片有兩個重要的特點:①芯片帶寬很高，可以響應極高頻的信號;②芯片的兩個脈沖信號INA、INB輸入跳變電平比較低，雖具有施密特特性，可是若噪聲超過這個數(shù)值，驅動器也能響應。在SCALE－2輸入芯片中，一般不使用窄脈沖抑制電路。但是若驅動器前端脈沖信號進行長線傳輸時，鑒于上述噪聲干擾，窄脈沖抑制電路非常必要，然后再經施密特觸發(fā)器CD40106，可將信號跳沿變得陡峭。門電路要就近接入INA、INB腳，如圖5所示。為提高抗干擾能力可以在接收端放置一數(shù)值較小的下拉電阻，為提高輸入信號的信噪比則可在輸入側配置電阻分壓網絡提高輸入側的跳變門檻，例如本來輸入電壓門檻分別為2．6V和1．3V經電阻R1=3．3kΩ和R2=1kΩ提高到了11．18V和5．59V。
2．3．2報錯信號的處理報錯信號SO管腳直接連到ASIC中，其內部為漏極開路電路，對噪聲比較敏感，且連線越長，對噪聲越敏感。對SO信號的處理有以下的方法:(1)SO信號必須有明確電位，最好就近上拉;(2)SO信號經過長線傳輸時，可以配合門電路，提高電壓信號抗干擾能力，且接收端配合阻抗合適的下拉電阻;(3)SO接10Ω小電阻，再用肖特基二極管做上下箝位保護，控制器端用電阻上拉。如圖6所示對應上述的第2種，虛線表長線傳輸。
2．3．3IGBT短路保護當IGBT發(fā)生短路時，短路電流會在短時間內圖6報錯信號處理達到額定電流的5倍～6倍［8］，此時必須關斷IG-BT。否則會造成IGBT不可恢復的損壞，因此為保護功率器件，需要設計保護電路。短路檢測一般用電阻或者二極管，檢測功率器件C、E的飽和壓降，圖7則為二極管檢測電路，當IGBT發(fā)生短路時，集電極電位上升，二極管截止，VISO通過R向C充電至參考電位，相應的比較器輸出翻轉，從而檢測到短路狀態(tài)。式中:VGLX為驅動器的關斷電壓，2SP0320T－2A0關斷電壓為－10V，C的值推薦在100pF～1nF，R的值推薦在24kΩ～62kΩ。驅動器短路保護原理如圖8所示(由電阻Rvce檢測短路)。其中VISO、VE、COM是由芯片內部將副邊輸出25V電源處理出來的端口。VISO、VE之間15V，是穩(wěn)壓的，COM、VE之間－10V，是不穩(wěn)的。當IGBT導通時，B點電位從－10V開始上升(內部mosfet將B點電位箝在－10V)，IGBT集電極電位開始下降至Vcesat(2V左右)，最終B點電位也達到Vcesat;當IGBT短路后，IGBT會退出飽和區(qū)，此時A點電位(集電極)會迅速上升到直流母線電壓，A點通過電阻向B點充電，由二極管鉗位，B點電壓在15V左右。經過一段時間后(極短的時間)，B點電位上升到參考電壓C點，比較器翻轉，IGBT被關斷。參考電壓通過電阻R2來設置，VREF=150μA•R2。由于密勒電容的存在，當IGBT短路時，門極電位會被抬升，相應短路電流會增大。門極鉗位電路可以將門極電位鉗住，以確保短路電流不會超過規(guī)定的范圍，一般有倆種方法:①G和E之間接一個雙向的TVS。②門極直接接一個肖特基二極管將門極鉗位在15V。IGBT發(fā)生短路時，此時關斷管子di/dt會很大，電路中的雜散電感會感應出很高的尖峰電壓或較大的dv/dt，關斷過壓值可通過Vtr=Lsdi/dt計算，Ls表雜散電感，這些都可能損壞IGBT。有源鉗位電路［9］則可以鉗住IGBT的集電極電位，當集電極－發(fā)射極電壓超過閾值時，部分打開IGBT，從而令集射電壓得到抑制。有源鉗位電路一般在發(fā)生故障時才會動作，正常時不動作，因為在器件正常關斷時產生電壓尖峰不太高，但過載和發(fā)生短路時，此時關斷管子會產生非常高的電壓尖峰。最基本的有源鉗位電路，只需要TVS管和普通快恢復二極管即可構成，但存在TVS管功耗大和鉗位效果不好等缺點，基于SCALE－2設計的AdvancedActiveClamping電路改進了這些缺陷，鉗位的準度及電路的有效性大大提高，可參考文獻［10］。
3實驗波形與分析
將設計出IGBT驅動電路應用在前面所述500kW光伏逆變器上。我們用示波器分別測量一路PWM信號光纖發(fā)送板的輸出波形和光纖轉接板的輸入波形，如圖9(a)所示，測量光纖轉接板輸出波形和IGBT驅動器輸出波形，如圖9(b)所示。同一橋臂上下管的驅動信號如圖9(c)所示。可以看出，該驅動電路信號傳輸延遲小，跳沿陡峭，信號無失真，說明其抗干擾能力強。上下管的脈沖之間明顯有一死區(qū)時間，可防止橋臂直通。采用了該驅動電路的500kW光伏逆變器運行狀況良好。我們測量了其約80%負載時并網電流波形，如圖9(d)所示，電流波形為光滑正弦波，總諧波畸變率THD＜2%。
4結論
本文設計的一款大功率的IGBT驅動電路，在實際500kW的光伏逆變器中得到驗證，驅動穩(wěn)定可靠，并具有保護作用，對整個光伏并網系統(tǒng)的可靠性起了重要的作用，可應用于類似大功率變流設備中，對其他驅動電路設計也具有很好的借鑒性和指導性。
igbt驅動電路范文第4篇
【關鍵詞】IGBT；驅動電路，過流保護電路；IR22141芯片
前言
絕緣柵雙極型晶體管IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）是一種由雙晶體管組成的器件，既具有柵極電壓控制快速開關特性，又具有雙極晶體管大電流處理能力和低飽和壓降的特點。但是IGBT的門極驅動電路影響IGBT的通態(tài)壓降、開關時間、開關損耗、承受短路電流能力等參數(shù)，決定了IGBT的靜態(tài)與動態(tài)特性。因此在使用IGBT時，最重要的工作就是設計好驅動和保護電路。
本文將從IR22141芯片簡介、門極電路設計以及有源鉗位設計三個方面來敘述。
1.IR22141芯片簡介
IR22141是適合于單向器半橋柵極驅動，高柵極驅動能力（2A源，3A接收器）和低靜態(tài)電流使自舉電源在中等功率系統(tǒng)的功率開關應用技術。該IR22141具有通過功率晶體管飽和檢測手段全面的短路保護。該IR22141通過關閉順利通過專用的軟關斷引腳的去飽和晶體管，因此防止過電壓年齡和減少電磁排放管理所有半橋故障。在多相體系IR22141驅動程序使用一個專用的本地網絡（SY_FLT和故障/SD信號）妥善管理相-相短路溝通。系統(tǒng)控制器可以強制關閉或通過3.3 V兼容CMOS的I/O引腳（故障/SD）讀取設備故障狀態(tài)。為了提高從直流母線噪聲信號免疫力，控制和電源地使用專用引腳實現(xiàn)低側發(fā)射極電流檢測以及。欠壓條件下浮動，低壓電路獨立管理。圖1為利用IR22141芯片驅動IGBT模塊的典型電路連接圖。
2.門極電路設計
IGBT門極（G極）驅動電阻器、電容器等應該盡量靠近模塊引線端子放置。IGBT模塊關斷過壓較小，G極驅動電阻無需遠大于規(guī)格書給定值。如果IGBT開通、關斷使用不同阻值的電阻，可以用二極管（最好是肖特基二極管）隔開（如圖2所示）。該二極管還有助于加速負載短路時VCE 的退飽和，從而安全地關斷IGBT。由于IGBT模塊一般采用螺栓式引線端子，為減小電路的寄生電容和電感，驅動電路板常被直接安裝在模塊上，所以溫度因素不可忽略，我們就要盡可能選用溫漂系數(shù)小的器件，比如G極驅動電容最好選用Ⅰ類介質獨石電容器，這樣可以保證工作時功率器件開關性能的穩(wěn)定。
3.有源箝位設計
IGBT工作期間難免遭受瞬時C、E之間的過電壓，特別是在器件發(fā)生短路繼而關斷的時候，因此需要一個吸收電路，比較常見的做法是在母線端加吸收電容或使用TVS作有源箝位。這里主要介紹利用TVS進行有源箝位，如圖3中圈出部分。TVS是在穩(wěn)壓管工藝基礎上發(fā)展起來的一種產品，在規(guī)定的反向應用條件下承受一個高能量的瞬時過壓脈沖時，工作阻抗能立即降至很低的導通值，允許大電流通過。TVS能承受的瞬時脈沖功率可達上千瓦，其箝位響應時間為ps級。
4.結語
本文從對IR22141芯片的簡介入手，大致了解了IR22141芯片的功能和特點。又分別介紹了門極電路設計和有源箝位設計的工作原理。設計的基于IR22141的大功率IGBT驅動電路可以實現(xiàn)大功率的IGBT驅動，同時從整體上來看擁有保護電路的能力，使得IGBT的應用更加完善與安全。實驗結果證明了這種方案的合理性與有效性。
參考文獻
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作者簡介：
方昱琨（1992―），男，山東煙臺人，大學本科，研究方向：電子信息通信。
曾衛(wèi)華（1978―），男，江西人，博士研究生，研究方向：地球物理儀器。
李佳澳（1992―），女，遼寧沈陽人，大學本科，研究方向：嵌入式編程。
余明典（1993―），女，四川巴中人，大學本科，研究方向：單片機開發(fā)研究。
igbt驅動電路范文第5篇
【關鍵詞】IGBT;驅動;米勒效應
Abstract：In order to meet the needs of the applications，the drive circuit of the 600V/50A IGBT module has be designed，which mainly considers the effect of the Miller effect and the dV/dt on the IGBT.The amplitude of driving voltage and the driving current value of the drive circuit has be determined through the parameter analysis and calculation. The driving circuit is driven by the optocoupler isolation，power and grid protection circuit.The experimental results show that the drive circuit to obtain the IGBT output waveform is good at frequency 100KHz，meet the design requirements.
Keywords：GBT;Driver;Miller effect
引言
開關速度、導通損耗以及穩(wěn)定度之間的平衡是選擇IGBT的重要因素;而穩(wěn)定可靠的IGBT驅動電路是IGBT發(fā)揮良好開關特性的重要保證，它可以避免在IGBT操作過程中由于信號干擾、電流或電壓不足、操作延時等各種原因造成的開關誤動作的發(fā)生，因此IGBT驅動電路的設計關系到整個電路系統(tǒng)設計的成敗，對IGBT的使用來說至關重要。IGBT的開通與關斷是由門級電壓控制的，所需的驅動電壓和驅動功率與IGBT的內部參數(shù)有著緊密的關聯(lián);如何避免米勒效應和dV/dt的影響是成功驅動IGBT的關鍵。
1.IGBT模塊
由于實際電路的需求，所選的IGBT模塊的集電極-發(fā)射極電壓為Vecs=600V，集電極電流Inc=50A，最大門級驅動電壓為±20V。該IGBT模塊內含四個IGBT構成H橋，其內部結構如圖1所示：
圖1 IGBT模塊內部結構圖
圖2 IGBT輸出特性曲線圖（（Vce-Ic）
圖1中可以看到，IGBT模塊每個橋臂上都有一個IGBT和一個反并聯(lián)續(xù)流二極管組成，在使用時兩者都會產生損耗。
2.驅動參數(shù)計算
2.1 門級驅動信號及電壓幅值
作為開關型電子器件，IGBT（和MOSFET一樣）屬于電壓驅動型器件，IGBT的控制端采用高/低電平變換的PWM波，當控制端處于高電平時IGBT處于打開狀態(tài)，當控制端是低電平時IGBT處于關閉狀態(tài)。
圖2為該IGBT模塊的輸出特性曲線，圖2中可以看到，柵極-源極電壓VGE>=9V后，流過集電極電流Ic可以達到50A以上，當VGE>=15V時，IGBT工作在恒流區(qū)，由于Vge>17V后，門級電壓過高，會導致IGBT飽和電流過高和開關速度過快，增加短路的風險，因此選擇開通門級電壓為Vge=+15V;當關閉IGBT時，為了復合掉漂移區(qū)的殘留空穴，快速截斷IGBT內的電子流，通常給門級加反向電壓Vge<0V，以保證有效關斷IGBT;由于門極電壓不能超過±20V，因此門級驅動電壓幅值采用雙向電壓方式，并采用+15V（VCC）～-15V（VEE）雙向電源為驅動電路供電。
2.2 米勒效應
根據電容方程，IGBT驅動電流由輸入電容的充電過程獲得：
Ig=Cin*dV/dt（公式1）
其中Cin為輸入電容，dV/dt為達到開通電壓所需要的時間。
IGBT內部的極間電容對IGBT的驅動電流有很大的影響，在設計時不容忽視。圖4中Cge和Cgc是IGBT內部寄生電容，也叫極間電容，Cge為柵極和發(fā)射極之間的極間電容，Cgc是柵極和集電極之間的極間電容。從IGBT輸入輸出特性圖（圖2）可知，在柵極驅動信號從低電平躍升到高電平+15V過程中，當驅動信號電平達到10V時，IGBT就已經穩(wěn)定打開了;當IGBT柵極加驅動電壓開通時，在柵極電壓從0V上升到10V的過程中，這些內部存在極間寄生電容也隨之產生充放電過程，如圖3所示，柵極電流Ig包括I1和I2兩個部分，根據電容方程可知：
I1=Cge*dV/dt（公式2）
I2=Cgc*d（Vdc+dV）/dt（公式3）
查IGBT數(shù)據手冊（圖3）可知，Cge=3.10nF，Cgc=0.095nF;Vdc為輸入交流AC220V整流后獲得的直流電壓，其值為Vdc=1.41×220V=310V，IGBT開關導通延時時間內完成電容充電，dt=tdon+tr=0.023us+0.018us=41nS，帶入公式2和公式3得到：
I1=Cge×dV/dt=3.10nF×10V/41nS=756mA;
I2=Cgc×d（Vdc+10）/dt=0.095nF×（310V+10V）/41nS=741mA;
而Ig=I1+I2=756mA+741mA=1.497A，計算I2/Ig=741mA/1.497A=49.5%
可見，由于內部寄生電容的充放電過程，使較小的極間電容Cgc分去了接近總柵極電流的50%的電流，這種現(xiàn)象叫米勒現(xiàn)象，是造成IGBT導通延時的主要原因。從公式2可以看出，在計算驅動電流時，輸入電容中的C2上應乘以IGBT的增益倍數(shù)K，K=（Vdc+dV）/dV。故公式1中Cin=Cge+K*Cgc，根據此式確定柵極驅動電流可以保證柵極有效可靠驅動（見圖3）。
2.3 確定門級驅動電流
根據2.3的計算，考慮到驅動電路本身消耗功率，按電流實際輸出有效率75%計算，門級驅動電流應達到1.497A/75%=1.996A，因此，驅動輸出電流達到2A可滿足驅動要求。
3.驅動電路設計
IGBT控制信號是PWM波，通常由主機（或MCU）產生，經驅動電路送IGBT柵極。為了隔離控制信號與功率信號、避免混合電路給控制信號帶來干擾而引起IGBT誤動作，在PWM波控制信號和驅動電路之間加光耦電路實現(xiàn)信號隔離。
為了實現(xiàn)信號隔離，控制信號與功率信號兩側的輔助供電電源也應做到隔離。如圖4所示。
圖4中，U1為光耦隔離電路，控制信號PWM波經過光耦電路生成幅值為0V～+5V的隔離PWM信號，C2為濾波電容，R2為輸出負載電阻，C1為去耦電容;由Q1、Q2組成驅動放大電路，該電路由VCC（+15V）和VEE（-15V）供電，將隔離后的PWM波放大成幅值為-15V～+5V（下轉第170頁）（上接第168頁）的功率驅動信號，送IGBT柵極。
圖5 實驗電路
D1是鉗位二極管，它通過兩個途徑對IGBT柵極起保護作用：一方面在IGBT開通和關斷過程中，在C-E極之間會產生dVec/dt（圖3），dVec/dt會通過米勒電容Cgc耦合到門極，在關斷時引起門極誤動作，D1可以有效將門極鉗位在安全電壓范圍內;另一方面鉗位二極管增加了一個電流支路，可以旁路掉米勒電容Cgc的電流。
濾波電容C3、C5是電源去耦電容，采用容值為100nF的電容，盡可能靠近電源管腳;C5與門級電阻R3構成門級驅動信號濾波電路，其中R3取1～10歐姆。
對于IGBT模塊，可采用四路相互隔離的驅動電路實現(xiàn)模塊內部H橋的驅動。
4.實驗及結果
對上述驅動電路制作電路板，取IGBT模塊橋路中的一路搭建實驗電路（圖4），給IGBT柵極-射極加100khz的PWM波驅動信號，在集電極-射極加直流母線電壓，用示波器兩路探頭分別測量Vge（1）和Vce（2）（圖5），測量波形結果見圖6所示。
圖6 實驗結果
IGBT驅動電路為圖5所示電路，從示波器波形（圖6）可以看出，IGBT打開時，Vce=0電壓降低，IGBT關閉時Vce=Vb，開通和關閉邏輯正確，沒有額外的開通和關斷延時，輸出波形良好，可以用于實際應用。
5.總結
IGBT驅動電流在計算中應充分考慮其極間電容，在計算中Cgc應乘以其增益倍數(shù)后再計入IGBT輸入電容，這樣計算出來的驅動電流值不會因米勒電容引起的大比例分流而導致驅動電流不足以及由它引起的開通延時問題，增加合適的濾波和保護措施后可以保證IGBT應用設計任務一次性成功完成。
參考文獻
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igbt驅動電路范文第6篇
關鍵詞：IGBT驅動 HCPL-316J 三相逆變電路 分立元器件
Abstract: In order to simplify the driving circuit of the power converter using discrete power devices IGBT and improve the stability and reliability of the IGBT, optical coupler HCPL-316J is employed in the driving circuit of the IGBIT. The structure and principle of the HCPL-316J is analyzed in detail. According to the requirements of the IGBT, an IGBT driving circuit base on optical coupler HCPL-316J for a three phase half bridge topology is designed. This circuit can work well in a wider voltage range with the ability of under voltage protection, over voltage protection, over current protection, etc., which can guarantee the IGBT reliable operation. The experimental results illustrate that this driving circuit has the good ability of driving and protection, and reduce the cost of the power converter.
Key words: IGBT driver, HCPL-316J, Three Phase Inverter Circuit, Discrete Power Devices
中圖分類號：S611 文獻標識碼：A 文章編號：
0 引言
隨著電力電子技術的發(fā)展和應用領域的不斷拓展，功率電路與功率器件作為這些應用中的關鍵因素收到了更廣泛的重視。絕緣柵雙極性晶體管（IGBT）是一種電壓控制型功率器件，其導通壓降低，具有較大的安全工作區(qū)間和短路承受能等特點使它在中功率以上的逆變器成為主流[1]-[5]。在整個電力電子系統(tǒng)中，IGBT等功率器件成本占總成本的60%以上，如何有效的驅動和保護功率器件，降低驅動器成本是非常必要的。在分析了IGBT驅動的基礎上，利用HCPL-316J芯片提供的光耦隔離，過流欠壓等保護功能設計了基于分立元器件的三相逆變電路，既降低了逆變器成本又能滿足IGBT驅動和保護的要求。
1驅動電路
IGBT的門極驅動條件密切地關系到他的靜態(tài)和動態(tài)特性。門極電路的正偏壓uGS、 負偏壓-uGS和門極電阻RG的大小，對IGBT的通態(tài)電壓、開關、開關損耗、承受短路能力及du/dt電流等參數(shù)有不同程度的影響。 其中門極正電壓uGS的變化對IGBT的開通特性，負載短路能力和duGS/dt電流有較大的影響， 而門極負偏壓對關斷特性的影響較大。同時， 門極電路設計中也必須注意開通特性，負載短路能力和由duGS/dt電流引起的誤觸發(fā)等問題。
一般來說，IGBT驅動主要有以下幾個要求[2]-[9]：
(1) 弱電與強電相互隔離。
(2) 選擇合適的RG。RG較大，有利于抑制IGBT 的電流上升率及電壓上升率，但會增加IGBT 的開關時間和開關損耗；RG較小， 會引起電流上升率增大，使IGBT 誤導通或損壞。RG的具體數(shù)據與驅動電路的結構及IGBT 的容量有關，一般在幾歐～幾十歐， 小容量的IGBT 其RG值較大。
(3) 選擇合適的驅動電壓。對于正向驅動電壓，過大會導致誤導通或器件的損壞，過小會使器件因退出飽和區(qū)進入線性區(qū)而過熱損壞。為了防止器件關斷時浪涌電流而使IGBT誤導通，一般采用－5v的負偏壓。
(4) IGBT快速開通和關斷有利于提高工作頻率，減小開關損耗。但如帶大電感負載，開關頻率不宜太大，因為高速的開通關斷會產生很大的尖峰電壓，會對器件造成損壞。
(5) 驅動電路應具有較強的抗干擾能力及對IGBT的保護功能。
(6) 驅動電路應提供足夠的功率，使器件開通后，IGBT不至退出飽和而損壞。
圖1為 HCPL-316J 內部結構圖[10]。光耦管 LED1組成輸入控制電路, VIN+和 VIN-分別為正/負邏輯輸入端。當輸入負邏輯信號時, VIN+置為高電平, VIN-接輸入信號; 反之, 當輸入正邏輯信號時, 則 VIN-置為低電平, VIN+接輸入信號。輸入信號門電路由 LED1 傳送到內部驅動電路并轉換為 IGBT 的門極驅動信號。 光耦管 LED2 等組成故障信號控制電路, 該驅動器 7 引腳懸空, 8 引腳接地, VCC1 和 GND1 為輸入側電源,VCC2 和 VEE 為輸出側電源,
圖1 HCPL-316J 內部結構圖
VC 為推挽式輸出三極管集電極的電源可直接與 VCC2 相接, 或者串聯(lián)一只電阻 RC 以限制輸出導通電流, VOUT 為門極驅動電壓輸出端?？梢栽诒或寗拥墓β势骷^流或門極驅動電路自身電源發(fā)生故障時,對被驅動的 IGBT進行快速有效地保護。該系列驅動器具有高 dv/dt 容量; 保護功能完善; 故障記憶, 通過 FAULT信號告知控制系統(tǒng); 上下互鎖,避免同一橋臂兩只 IGBT同時開通; 柵極電阻外部可調, 使用不同功率的 IGBT時都能工作在較高的開關頻率下, 并得到高轉換效率。
由 LED2 等組成的故障保護電路, DESAT為過流檢測輸入端, 通過串聯(lián)電阻和箝位二極管與 IG-BT集電極相連。正常狀態(tài)下, 不可能檢測到過流故障, FAULT 為低電平, RS 觸發(fā)器輸出端 Q 保持低電平, 確保輸入信號通過發(fā)光二極管 LED1, 且故障信號輸出 FAULT為高電平, 復位端 RESET 對輸入通道不起作用。若 DESAT 檢測到過流信號( DESAT 端電壓超過 7 V) , 則 FAULT 為高電平。該信號經內部邏輯一方面閉鎖驅動器輸出及LED1 的輸入信號, 另一方面使 LED2 導通, RS 觸發(fā)器輸出端 Q 為高電平, 故障輸出 FAULT 為低電平, 通知外部微機。當 IGBT發(fā)生過流, 驅動器輸出電平下降, 使 IGBT 軟關斷, 以避免突然關斷時因產生過壓而導致 IGBT 損壞。另外, 由于故障輸出端 FAULT 為集電極開路, 可實現(xiàn)多個器件的FAULT并聯(lián)到微機上。
2HCPL316 芯片功能介紹
HCPL-316J是由Agilent公司生產的一種IGBT門極驅動光耦合器， 其內部集成集電極發(fā)射極電壓欠飽和檢測電路及故障狀態(tài)反饋電路， 為驅動電路的可靠工作提供了保障。 其特性為：兼容CMOS/TYL電平；光隔離，故障狀態(tài)反饋； 開關時間最大500ns； “軟” IGBT關斷；欠飽和檢測及欠壓鎖定保護；過流保護功能；寬工作電壓范圍(15～30V) ； 用戶可配置自動復位、 自動關閉[10]。
3驅動電路設計
HCPL-316的輸出功能可以簡略的用下面的邏輯功能表來描述。 (詳見表1).依據芯片的邏輯功能和逆變電路的原理。設計了帶卸放斬波管的逆變橋功率電路（如下圖所示）的驅動。
圖2 逆變橋功率電路
FAULT,RESET信號采用全局設置，即七路驅動的FAULT, RESET并聯(lián)在一起使用。每一個IGBT的驅動電路如圖3所示。
圖3基于HCPL-316J 的IGBT驅動電路
電路中的元件參數(shù)依據驅動條件和所驅動的管子所決定。本文所用的功率管為FGA25N120ANTD，耐壓1200V， 結溫25°C時，耐流50A。 高壓側采用1：100的差分探頭，低壓采用普通探頭，測的驅動實驗波形如圖4所示：
(a) 一路IGBT驅動的光耦兩側的信號
(b) 一相橋臂IGBT的驅動波形
圖4 驅動電路實驗波形
4結論
在分析了IGBT驅動的基礎上，利用HCPL-316J芯片提供的光耦隔離，過流欠壓等保護功能設計了基于分立元器件的三相逆變電路。由實驗波形可以看出，該驅動電路能夠滿足IGBT導通和關斷的動態(tài)要求，為進一步功率電路的應用打下了基礎。
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[10] HCPL-316J 使用手冊，．
作者簡介：
igbt驅動電路范文第7篇
【關鍵詞】永磁同步電機；驅動；負載試驗；ACPL-38JT；IGBT
1.引言
Avago公司的ACPL-38JT是汽車IGBT用柵極驅動光耦器，輸出電流2.5A，集成了去飽和(VCE)檢測和故障狀態(tài)反饋，滿足汽車電子AEC-Q100 Grade 1標準要求，可驅動IC=150A，VCE=1200V的IGBT，最大開關速度500ns，VCM=1，500V時15kV/μs共模抑制(CMR)能力，IGBT“軟關斷”，5-30工作電壓，工作溫度-40℃到+125℃。ACPL-38JT光電耦合器的帶滯后欠壓鎖定(UVLO)保護功能可通過強制降低輸出來保護IGBT免受門電壓不足的干擾。集成的IGBT門極驅動器專為增加電機驅動的性能和可靠性并且不影響離散設計的成本、尺寸和復雜性而設計。該設備配有小尺寸16引腳(SO-16)表面貼裝，符合UL 1577，IEC/EN/DIN EN 60747-5-2和CSA工業(yè)安全標準。
ACPL-38JT主要用于絕緣IGBT/MOSFET逆變器柵極驅動，汽車用DC/DC轉換器，AC和無刷DC馬達驅動以及UPS。
因此，本文針對ACPL-38JT柵極驅動光耦器進行深入研究，設計了應用于英飛凌型號為FS300R12KE3的IGBT驅動電路，并經過了實驗驗證。
2.逆變器原理框圖
圖1為基于ACPL-38JT的車用永磁同步電機PMSM驅動系統(tǒng)控制框圖。由逆變電路和主控電路組成，逆變電路為電壓源逆變器，由膜電容（該膜電容內部集成有吸收電容）、IGBT及其驅動電路組成，由于膜電容集成有吸收電容，因此可以抑制電流紋波和換流過程中產生的母線電壓尖峰，IGBT采用英飛凌型號為FS300R12KE3模塊，該模塊為六合一模塊，如圖2所示，IGBT的驅動芯片采用ACPL-38JT。主電路由DSP、CPLD、PWM輸出驅動電路、選編解碼電路、電流電壓采樣電路、故障保護電路、CAN接口電路組成等組成。
3.基于ACPL-38JT的驅動電路設計
3.1 驅動電路電源設計
ACPL-38JT驅動芯片的引腳定義如圖3所示。為保證IGBT的可靠開通和可靠關斷，ACPL-38JT的VCC2-VEE之間的電壓設計為24V，通過模塊電源來實現(xiàn)，IGBT的門驅動電壓G-E設計為18V，VEE2-E設計為-6V，其實現(xiàn)通過18V的穩(wěn)壓二極管來實現(xiàn)，電路園路圖分別如圖4和圖5所示。
3.2 滯后欠壓鎖定電路和輸入互鎖電路設計
如圖6所示，為保證驅動電路的可靠性，在電路中設計有滯后欠壓鎖定電路，當電源電壓低于一定值是輸出滯后欠壓信號，根據該信號對IGBT進行保護。為保證輸入PWM波出現(xiàn)上下管子直通，設計了輸入互鎖電路，Q44最主要起互鎖作用，當兩路PWM信號(同一橋臂)都為高電平時，Q44導通，把輸入電平拉低，使輸出端也為低電平。圖6中的互鎖信號lock1和lock2分別與另外一個38JT另一橋臂lock2和lock1相連。
3.3 U相下橋臂的驅動電路
根據前面的分析設計了基于ACPL-38JT的六合一的IGBT驅動電路，圖7中給出了U相下橋臂的電路原理圖，為提高電路的驅動能力，采用推挽電路來實現(xiàn)，輸出電壓VOUT經過兩個快速三極管推挽輸出，使驅動電流增大，能夠快速驅動1200v、300A的IGBT。同時IGBT的導通和關斷電阻可以根據需要進行選擇，開通電阻可在5歐和2.5歐之間選擇，關斷電阻可在5歐、2.5歐和1.6歐之間選擇。
4.實驗結果
在完成驅動電流的基本測試后，將驅動電路裝到IGBT上，帶上電機負載進行試驗，試驗結果如后所述。
4.1 驅動電壓波形中開通過程米勒平臺考察試驗
為了考察母線電壓對米勒平臺的影響規(guī)律，在母線電壓分別為100V和400V時靜態(tài)測試(未轉動電機)開通過程的驅動電壓波形，分別如圖8和圖9所示。母線電壓升高后，驅動電壓開通過程米勒平臺開始出現(xiàn)變形。但是從上圖對比可以看出，該電壓“凹陷”過程并未影響開通時間，而只是在原有應為平臺的區(qū)段出現(xiàn)變形。
4.2 穩(wěn)態(tài)時母線電壓幅值對驅動電壓的影響
不同電壓下穩(wěn)態(tài)時的A相上管驅動電壓Uge如表1所示。因此，穩(wěn)態(tài)情況下，母線電壓幅值對驅動電壓Uge影響很小。
4.3 穩(wěn)態(tài)時電流大小對驅動電壓的影響
在400V母線電壓下，測試不同電流下的A相上管和C相下管驅動電壓，結果如表2所示。因此，穩(wěn)態(tài)情況下，電流大小對驅動電壓Uge影響也很小。并且不同管子的的驅動電壓有較大差異。
4.4 電機電流波形
測試的母線電壓為300V時，轉速為700rpm，當相電流升至360Arms時電流波形如圖10所示，圖中1通道為驅動電壓波形，2通道為電機電路波形，檢測電流的過程中，對電流卡鉗的量程進行了設計，所以示波器上顯示單位為毫伏。
5.結論
本文對ACPL-38JT驅動芯片進行分析，通過對電源電路、滯后欠壓鎖定電路和輸入互鎖電路、驅動推挽電路和驅動電阻等電路的設計，最終完成針對英飛凌型號為FS300R12KE3的IGBT驅動電路的設計。經過帶電機負載試驗，本文所設計的ACPL-38JT驅動電路滿足驅動電機負載的需求。
參考文獻
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[6]ACPL-38JT芯片資料.
igbt驅動電路范文第8篇
【關鍵詞】M57962L;IGBT;驅動;電路
ABSTRACT：This article describes the IGBT gate drive circuit protection classification，analysis of the trends of the IGBT driver protection circuit，common IGBT drive optocoupler isolated，transformer isolated typical circuit analysis，and common market manufacturers.IGBT drive operating parameters and compares the performance analysis on the MOSFET fault in the engineering practice to discuss the principle of selection of IGBT driver reference.
KEY WORDS：M57962L;IGBT;drive;circuit
引言
IGBT是一種新型功率器件，即絕緣柵極雙極集體管（Isolated Gate Bipolar Transistor），是上世紀末出現(xiàn)的一種復合全控型電壓驅動式電力電子器件。它將GTR和MOSFET的優(yōu)點集于一身：輸入阻抗高，開關頻率高，工作電流大等，在變頻器、開關電源、弧焊電源等領域得到廣泛地應用[1]。
IGBT具有一個2.5V～5.0V的閥值電壓，有一個容性輸入阻抗，因此IGBT對柵極電荷集聚很敏感。故驅動電路必須可靠，要保證有一條低阻抗值的放電回路，同時驅動電源的內阻一定要小，即柵極電容充放電速度要快，以保證VGE有較陡的前后沿，使IGBT的開關損耗盡量要小。
在IGBT承受短路電流時，如果能及時關斷它，則可以對IGBT進行有效保護。識別IGBT是否過流的方法之一，就是檢測其管壓降VCE的大小。IGBT在開通時，若VCE過高則發(fā)生短路，需立即關斷IGBT。在過流關斷IGBT時，由于IGBT中電流幅度大，若快速關斷時，必將產生過高，在IGBT兩端產生很高的尖峰電壓，極易損壞IGBT，因此就產生了“軟慢關斷”方法。M57962L驅動電路就是依照上述理論進行設計的。
1.驅動芯片M57962L簡介
M57962L是日本三菱公司生產的專用驅動IGBT模塊的驅動器，其內部結構方框圖如圖1所示。它由光藕合器、接口電路、檢測電路、定時復位電路以及門關斷電路組成。
圖1 驅動芯片M57962L內部結構方框圖
M57962L主要有以下特點：（1）具有較高的輸人輸出隔離度（VISO=2500Vrms）;（2）采用雙電源供電方式，以確保IGBT可靠通斷;（3）內有短路保護電路;（4）輸人端為TTL門電平，適于單片機控制[2]。
1.1 引腳排列及主要性能參數(shù)
M57962L驅動器的印刷電路及外殼用環(huán)氧樹脂封裝，公有14根引腳，其中②，③，④，⑦，⑨，⑩為空腳，其外型與引腳排列如圖2所示。
M57962L的主要參數(shù)列于表1中。
1.2 保護工作原理
M57962L內部具有短路保護功能，其保護電路工作流程圖如圖3所示。檢測電路檢測到檢測輸人端①腳為15V高電平時，判定為電路短路，立即啟動門關斷電路，將輸出端⑤腳置低電平，同時輸出誤差信號使故障輸出端⑧腳為低電平，以驅動外接保護電路工作。經1-2ms延時，如果檢測出輸人端 腳為高電平，則M57962L復位至初始狀態(tài)。
圖2 驅動芯片M57962L引腳圖
表1 M57962L的主要參數(shù)
圖3 M57962L保護工作原理
2.M57962L應用電路
圖4 IGBT驅動電路
電源去耦電容C2～C7采用鋁電解電容器，容量為100μF/50V，R1阻值取1kΩ，R2阻值取1.5kΩ，R3取5.1kΩ，電源采用正負15V電源模塊分別接到M57962L的4腳與6腳，邏輯控制信號IN經13腳輸入驅動器M57962L。雙向穩(wěn)壓管Z1選擇為9.1V，Z2為18V，Z3為30V，防止IGBT的柵極、發(fā)射極擊穿而損壞驅動電路，二極管采用快恢復的FR107管。
3.雙極性圖騰柱驅動器
使用M57962L，必須選擇合適的驅動電阻。為了改善柵極控制脈沖的前后沿陡度和防止振蕩，減小集電極電流的上升率，需要在柵極回路中串聯(lián)電阻RG，若柵極電阻過大，則IGBT的開通與關斷能耗均增加;若柵極電阻過小則使過大可能引發(fā)IGBT的誤導通，同時RG上的能耗也有所增加。所以選擇驅動電阻阻值時，要綜合考慮這兩方面的因素，并防止輸出電流IOP超過極限值5A，RG的選取可以依據公式[3]：
對大功率的IGBT模塊來說，RGMIN數(shù)值一般按下式計算：
這是因為對于大功率的IGBT模塊，為了平衡模塊內部柵極驅動和防止內部的振蕩，模塊內部的各個開關器件都會包含有柵極電阻器，數(shù)值視模塊種類不同而不同，一般在0.75～3Ω之間，而f的數(shù)值則依靠柵極驅動電路的寄生電感和驅動器的開關速度來決定，所以獲得的最佳辦法就是在改變 RG時監(jiān)測IOP，當IOP達到最大值時，RG達到極限值。
但在使用中應注意，RG不能按前面的公式計算，而要略大于。如果 RG過小會造成IGBT柵極注入電流過大，使IGBT飽和，無法關斷，即在驅動脈沖過去的一段時間內IGBT仍然導通。本設計中要驅動IGBT為大電流的功率器件，所以在選擇RG時綜合上述的要求，選取RG為3.5Ω。
4.結論
IGBT具有開關速度快、柵極驅動電流小、驅動功率大等特點得到廣泛應用。針對 IGBT 驅動的實際要求，介紹了IGBT工作特性，并利用M57962L設計出一種適用的IGBT驅動電路。
參考文獻
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igbt驅動電路范文第9篇
關鍵詞：IGBT； VLA517； 驅動電路； 保護電路
中圖分類號：TG434.1 文獻標識碼：A 文章編號：1006-3315（2013）11-179-001
IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）是一種新型復合型器件。它具有高輸入阻抗、低導通壓降、熱穩(wěn)定性好、驅動電路簡單、耐壓高等幾個方面的優(yōu)點。IGBT專用高速驅動器VLA517是常用的集成驅動電路，它是EXB841的改進型。
一、VLA517的工作原理剖析
VLA517是IGBT 驅動專用模塊，它由放大電路、過流保護、5V基準電壓和輸出等部分組成。工作電壓為+20V，采用高速光耦實現(xiàn)隔離。其結構和工作原理如下。
（一）導通過程
（二）關斷過程
（三）過流保護動作
（一）降低過流保護的閾值
在快速恢復二極管后面串接相同規(guī)格的二極管，其個數(shù)根據保護閾值而定，或者反相串接一個穩(wěn)壓管[2]，以保證在IGBT輕度過流時，就能發(fā)現(xiàn)并有效地關斷。連接電路如圖2所示，。該電路是在快恢復二極管后串聯(lián)了一個3V的穩(wěn)壓管IN4727，以降低過流保護的閾值。
（二）VLA517內部1號和9號管腳內的穩(wěn)壓二極管易損問題的解決辦法
VLA517的管腳1和9間的穩(wěn)壓二極管VZ2的額定功率為0.5W，易于損壞[3]。VZ2損壞以后，1號管腳將懸空。通過設計外部電路，可以避免VZ2的損壞。具體做法是在VLA517的管腳2和9之間串接一個電阻和一個穩(wěn)壓管，利用IN4733向IGBT的E極提供的5V電位。這樣，即使VZ1已損壞，VLA517仍然可以正常使用，只需更換VZ1即可。如圖2所示，C2和R3構成吸收回路。
圖2 改進后的VLA517的驅動電路圖
總之，通過降低過流保護閾值，確保了IGBT的安全性；通過外加電路改造了VLA517，使穩(wěn)壓管損壞后便于更換，因而降低了成本，使用更安全、可靠。改進后的電路已經用于配電網單項接地的故障信號源的發(fā)生器中。
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igbt驅動電路范文第10篇
【關鍵詞】IGBT;驅動電路;SKHI22AH4R;DSP
IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）由于其兼具BJT和MOS管的優(yōu)點，在工業(yè)生產中備受青睞，但是目前IGBT的驅動電路都比較復雜[1]。因此，為了保證IGBT安全穩(wěn)定的工作，對其進行方便可靠的驅動就成了關鍵問題[2]。本文針對德國西門康公司SKM100GB12T4型號的IGBT模塊為例，以SKHI22AH4R型號的驅動模塊為核心，設計一種簡單、實用、功能強大的IGBT驅動電路。通過搭建實驗平臺，驗證了該方案的可行性和有效性。
一、IGBT基本特性
IGBT相當于一個以GTR為主導器件，由MOSFET驅動的器件，如圖1所示[3]。
圖1 IGBT的等效電路、器件符號
1.擎住效應
IGBT作為四層式結構器件，體內存在著寄生晶閘管和短路電阻RS。而且，在短路電阻上的壓降，相當于寄生晶閘管的正向偏置電壓。當iC超過一定范圍值時，就會使寄生晶閘管的柵極失去控制作用，即發(fā)生擎住效應。在IGBT關斷的動態(tài)過程中，如果IGBT發(fā)生擎住效應，集電極電流就會增大，從而產生過高的功耗，導致IGBT器件損壞[4]。
2.米勒效應
IGBT的柵-射極和柵-集極間存在結電容CGE和CGC，漏電感LE，IGBT在開關的過程中會產生浪涌電壓和浪涌電流，通過結電容加在柵極回路上，從而形成干擾電壓。在IGBT關斷的動態(tài)過程中，為避免IGBT發(fā)生米勒效應，解決辦法主要有：同一橋臂的開關器件必須留有死區(qū)時間，避免因干擾產生直通;IGBT緩沖電路，來吸收尖峰過電壓[4]。
3.IGBT開關特性及損耗
IGBT開關器件的損耗由開通損耗PSW（ON）、關斷損耗PSW（OFF）和通態(tài)導通損耗Psat三部分構成。開關器件的平均總損耗為：
其中tON、tOFF為IGBT開通時間和關斷時間;Vce（sat）為IGBT通態(tài)飽和壓降;fs為開關頻率;Vce為整流后的直流電源Ud;
因此，隨著開關頻率的增大，尤其是在頻繁啟動的情況下，就會發(fā)生擎住效應、米勒效應、開關功耗大等問題，導致IGBT極易損壞。為了保證IGBT安全穩(wěn)定的工作，設計一種簡單有效的IGBT驅動電路是十分必要的[4]。
二、SKHI22AH4R驅動模塊介紹
綜合考慮以上問題，針對本文選用德國西門康公司SKM100GB12T4型號的IGBT模塊，包括兩個IGBT器件，根據模塊的工作要求，柵極驅動電壓應滿足+15V/-7V。而且為了避免同橋臂的兩個IGBT由于同時導通而損壞，應設置死區(qū)時間3.3?s。
SKHI22AH4R型號的驅動模塊，其內部結構如圖2所示。兩路驅動輸入輸出級（輸入1、輸入2、輸出1和輸出2），可以將+15V的兩路互補PWM脈沖轉換成+15V/-7V的驅動脈沖，用以直接驅動IGBT半橋模塊。同時，內部有VCE監(jiān)控和自動關斷電路，可有效的進行短路保護。而且可以通過將P9接地、P5和P6懸空或接5V來設定驅動信號的死區(qū)時間。
圖2 SKHI22AH4內部結構圖
三、IGBT驅動電路設計
IGBT的開通和關斷是由柵-射極電壓來控制。能否真正的是實現(xiàn)智能化控制，很大程度上由驅動電路來決定。此外，IGBT器件在開關的過程中，由于擎住效應和米勒效應的存在，產生過高損耗導致?lián)p壞，因此IGBT的驅動電路設計的合理性和可靠性日益重要。
1.隔離升壓電路
由于DSP（TMS320F2812控制芯片）事件管理器輸出的PWM驅動控制脈沖的電壓為3.3V，而驅動模塊的輸入信號電壓為+15V。隔離升壓電路如圖3所示。
圖3 隔離升壓電路
采用6N137來實現(xiàn)3.3V到15V升壓，而且能夠達到數(shù)字信號和模擬信號的隔離效果。
2.電路
根據對IGBT柵極特性的研究，在實際應用的過程中，正的柵-射極驅動電壓影響著IGBT的開關功耗;負的柵-射極驅動電壓影響著IGBT的抗干擾能力。因此本文通過對電路的設計，來實現(xiàn)對IGBT的驅動控制，正向驅動電壓為+15V，負向驅動電壓為-7V。
通過對SKHI22AH4驅動模塊的計算，得到電路的設計參數(shù)：IGBT開關器件開通電阻RON=3Ω，關斷電阻ROFF=3Ω，RCE=18kΩ，CCE=0.33nF，具體的電路如圖4所示。其工作模式：
1）正常工作
當SKHI22AH4正常工作時，產生滿足IGBT模塊開通和關斷要求的驅動電壓。即一組互補的驅動脈沖波，開通電壓為+15V，關斷電壓為-7V，并且?guī)в?.33?s死區(qū)時間。
2）發(fā)生異常
當SKHI22AH4發(fā)生異常時，VCE監(jiān)控電壓超過10V時，會給控制系統(tǒng)提供報警信號，同時鎖住驅動脈沖。此時，驅動控制電壓恒定在-7V的狀態(tài)，IGBT關斷。
圖4 SKHI22AH4驅動模塊電路
四、實驗結果分析
搭建實驗平臺，以IGBT在感應加熱電源中的應用為例[1]，通過DSP實現(xiàn)對IGBT全橋電路的控制。
1.PWM脈沖的產生
通過DSP實現(xiàn)對IGBT感應加熱電源的智能控制[5-7]，事件管理器產生四路PWM脈沖，其電壓值為3.3V，頻率為20kHz。如圖5所示。其中PWM7和PWM9是移相角可調的兩路脈沖波，通過調節(jié)移相角，進一步實現(xiàn)對IGBT的導通和關斷的控制。
圖5 移相角可調的PWM脈沖波形
圖6 IGBT驅動脈沖信號
其中PWM8和PWM7是互補的，控制IGBT基準臂的工作，而PWM10和PWM9是互補的控制IGBT移相臂的工作。為了避免同橋臂的上下兩個IGBT同時開通，損壞開關器件，設定死區(qū)時間為3.3?s。
2.IGBT驅動控制脈沖
以PWM7和PWM8為例，通過隔離升壓電路，產生兩路控制信號，再經過SKM100GB12T4驅動模塊，產生滿足IGBT開關器件工作需要的=15V/-7V的驅動電壓，其中死區(qū)時間為3.3?s。IGBT驅動信號如圖6所示，導通時間和關斷時間均滿足設計要求。
五、總結
本文針對IGBT驅動電路復雜的缺點，設計了一種基于SKHI22AH4R驅動模塊的IGBT驅動電路，并采用DSP進行驅動控制測試實驗，實驗結果表明，與傳統(tǒng)的驅動電路相比，具有簡單實用，響應快，功能完善、等優(yōu)點，驗證了該方案的合理性和正確性。
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